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HUM nei triodi a riscaldamento diretto ( parte prima )

DHT (directly heated triodes - triodi a riscaldamento diretto ) e riduzione del rumore

Le valvole attualmente in commercio che risultano essere le più musicali sono spesso valvole a riscaldamento diretto.
  Questo è dovuto soprattutto al fatto che la loro particolare configurazione permette di avere una bassissima resistenza interna.
Tutto ciò non può che fare la gioia di ogni progettista se non fosse che il catodo a riscaldamento diretto spesso crea seri problemi di ronzio (HUM).
La modalità di riscaldamento del filamento infatti richiede che la tensione catodica e la corrente di alimentazione del filamento convivano.
Le principali cause del rumore sono 3

    1. il fatto che il filamento è alimentato in alternata presuppone due passaggi per lo zero ogni ciclo e non avendo il filamento una inerzia termica infinita, esso si scalda e raffredda (in parte) con l’andamento della tensione di rete. Questo non è un problema facilente risolvibile, ma se analizziamo il trasferimento della potenza al filamento, sapendo che Vf=V0*sin(2*Pi*f*t) vedremo che esso non segue la regola sin(2*Pi*f*t), bensì sin2(?t), cosa peraltro facile da calcolare: se chiamiamo Rw la resistenza del filamento, la potenza dissipata e quindi trasformata in calore è la seguente:Pw=Vf2/Rw   ==>  Pw=V02*sin(2*Pi*f*t)2. Usando formule di prostaferesi, vediamo che sin(2*Pi*f*t)2 ==> (1-cos(2*Pi*(2*f)*t))/2 e la nostra equazione che ora è diventata Pw=V02*(1-cos(2*Pi*(2*f)*t))/2 non dipenderà più da f, ma da (2*f) e nel caso dei nostri 50Hz veniamo a vedere che abbiamo una componente sempre positiva alla frequenza di 100Hz quindi possiamo certamente dedurre che il rumore introdotto dal filamento non sarà a 50Hz, ma a 100Hz, quindi sarà simile a quello di una alimentazione B+ o di una tensione di bias male filtrate.

 

  1. Un ulteriore rumore viene introdotto dal fatto che la medesima tensione di alimentazione del filamento va a sommarsi alla tensione di polarizzazione della valvola ed un eventuale sbilanciamento del "punto di attacco " del catodo fa si che si venga a sovrapporre alla tensione catodica una percentuale della tensione di alimetazione del filamento.
  2. Ammesso che il catodo sia perfettamente bilanciato sul filamento, quindi in ogni istante la tensione presente su un lato del filamento fosse perfettamente simmetrica al centro ( e quindi a rigore di logica gli effetti sul catodo si potrebbero annullare ), rimane il fatto che comunque la relazione che lega la corrente anodica a Vgk nel nostro caso è  Ia~Vgk(3/2), il fattore 3/2 è stato messo in quanto se si guardano bene le curve caratteristiche della valvola ci si accorge che essa non sono perfettamente lieari e quindi ipotizando di avere un zero virtuale al centro del filamento, la parte del filamento più positiva emetterà in modulo una quantità di elettroni maggiore di quella più negativa, venendo a generare comunque uno sbilanciamento.

Detto questo analizziamo alcuni  dei sistemi “standard” usati per interfacciare il catodo al filamento e tentare di risolvere almeno in parte questo problema.

 

 

DHT schemes

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Le figure 1 e 2 sono riferite al caso di un triodo con polarizzazione fissa.

Le figure 3 e 4 sono riferite al caso della polarizzazione catodica ( bias automatico ).

Tutti questi sistemi permettono di minimizzare il rumore dovuto all’alimentazione in quanto portando il riferimento di massa al centro dimezzano l’escursione della tensione di catodo. Nel caso di una tensione di alimentazione del filamento Vf otteremo una tensione di “disturbo” di Vf/2.


Se analizziamo le figure 1 e 3 , nelle quali lo zero virtuale viene fornito da un tap del trasformatore, possiamo verificare il fatto che per avere un buon bilanciamento tutto conta su una perfetta realizzazione del trasformatore di alimentazione, cosa peraltro assai difficile in quanto le tensioni di tali filamenti sono spesso basse e le correnti che essi richiedono abbastanza alte, il che fa sì che l’avvolgimento preposto alla loro alimentazione abbia poche spire di sezione abbastanza grossa e quindi proprio per un problema strutturale difficilmente i due semiavvolgimenti risultano identici.
Ad esempionel caso della 2A3 il cui filamento va alimentato a 2.5V il secondario del trasformatore preposto all'alimentazione del filamento ha spesso poco più di una decina di spire ed il solo fatto di avere ad esempio i reofori messi su un lato di esso può portare ad avere una differenza di 1/4 di spira tra i due semiavvolgimenti. 1/4 di spira nel caso di 10 spire è ben un 2,5% di errore per nulla trascurabile. Nel caso di un circuito standard in classe Acon tensione anodica di 250V e resistenza di carico del trasformatore di 2.5K Ohm , il fattore di amplificazione è circa 4,7 ed un errore del 2.5% si ripercuote sull'ondulazione all'anodo di circa 290 mV, una ondualzione ben superiore a quella che noi con enorme fatica ed usando induttanze e condensatori enormi siamo riusciti ad eliminare dalla tensione anodica. Questo ci dimostra che la costrunzione di un trasformatore "center tapped" per l'alimentazione di una valvola a riscaldamento direttoè un lavoro molto complesso, come lo è pure il modo in cui si porta la corrente allo zoccolo: un filo sensibilmente più lungo dell'altro, per effetto della caduta di tensione su di esso produce uno sbilanciamento che andemo a pagare in fatto di ronzio.

Le figure 2 e 4 invece ci mostrano al soluzione più semplice. Presupponendo che le resistenze R1 ed R2 siano perfettamante identiche il punto di zero è perfettamtente bilanciato a metà del filamento. Nella  realtà purtroppo le resistenze hanno comuque un errore del 5%, ma questo problema è facilente ovviabile con un potenziometro usato al posto di R1 ed R2, che permettadi bilanciare le due semionde. O meglio ancora con un trimmer in parallelo tali resistenze collegato secondo lo schema della figura qui sotto.

Hum Balance circuit


A questo punto i più benpensanti obietteranno: “beh, e perché allora non alimentiamo il filamento in continua e non ci pensiamo più?”
NULLA DI PIU’ SBAGLIATO!!!       Il ronzio non si sentirà più, ma il filamento e la placca lavoreranno sbilanciati, avendo una sovraemissone di un lato del filamento ed una sottoemissione dell'altro. il che accorcerà la vita della valvola. Questo problema non ha una soluzione effettiva, a meno di invertire periodicamente la tensione di alimentazione del filamento tra i due piedini del catodo ed assicurare così una uguale usura di entrambe le parti del filamento. Per fare questo ci possono essere svariate soluzioni, ma di questo parleremo in un altro articolo.

Torniamo invece al nostro triodo a riscaldamento diretto ( DHT ) alimentato in alternata con lo schema di cui sopra e vediamo di dimensionare opportunamente i vaori delle resistenze R4 ed R5 ed il potenziometro R6 per avere il miglior bilanciamento possibile. Assunto che R1 ed R2 hanno lo stesso valore ed una tolleranza che può essere del 5% o del 10%, vediamo quali sono i valori da assegnare ad R6, R4 ed R5. Prima di tutto dobbiamo fare alcune ipotesi e mettere alcuni vincoli: uno dei vincoli fondamentali è la potenza dissipata dal trimmer R6 di regolazioneche è di solito 1/2W ed è pure ciò che spiega la presenza delle 2 resistenze R4 ed ed R5, messe lì per limitare la corrente che vi circola: se tali resistenze no ci fossero e per esempio il trimmer si trovasse girato al 99% da una parte, la corrente prenderebbe la strada più breve, cioè attraverso il trimmer e non attraverso R1 od R2, causandone la bruciatura. Iniziamo qundi a dimensionare R4 ed R5 in modo che in nessun caso la potenza che attraversa il trimmer sia superiore a 0.5W. La soluzione più ovvia è fare si che la resistenza stessa limiti la potenza a 0.5W. Il calcolo  si presenta alquanto semplice se provvediamo a mettere ancora un vincolo: il range di regolazione del trimmer non deve essere superiore all'errore possibile ( quindi 5+5% nel caso di R1 ed R2 al 5% o 10+10% nel caso di R1 ed R2 al 10% )....

continua...